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    公开号:WO1984004859A1
    申请号:PCT/JP1984/000283
    申请日:1984-06-01
    公开日:1984-12-06
    发明作者:Kenzo Akagiri
    申请人:Sony Corp；
    IPC主号:H03M7-00
    专利说明:
    [0001] 明 細 書 . デ ィ ジ タ ル信号伝送方法及び装置 技 術 — 分 野 本発明は、 P C M信号等のディ ジタル信号を伝送するディ ジタル 信号を伝送するディ ジタル信号伝送方法及び装置に関し、 特に適応 型処理された差分あるいは和分 P C M信号をビッ ト効率良く エラ— 伝播現象を抑制した状態で伝送し得るようなディ ジタル信号伝送方 法及び装置に関する。 また特に一般 P C Mモ ー ド、 差分 P C Mモ ー ド、 和分 P C Mモー ドのうちで EE縮率の大きな 'モ - ドを切換選択し て伝送するようなディ ジタル信号伝送方法及び装置に関する。 また、 特に、 伝送時のノイ ズによる悪影響を低滅し得るようなディ ジ タル 信号伝送方法及び装置に関する。 景 技 術 近年において、 ディ ジタル技術の進歩に伴ない、 オーディ オ信号 やビデオ信号等のアナ口グ信号をサンプリ ングして量子化及び符号 化処理を行ない、 いわゆる JP C M パルス コ 一 ドモ ジ ユ レ ーシ ョ ン） 信号として伝送 〔記録 ·再生も含む。 ：)することが多くなつている。
    [0002] このように、 アナ口グ信号を P C Mディ ジタル信号に変換して伝 送する際には、 一般に、 サンプリ ング周波数を高くするほど伝送可 能なアナログ信号の帯域が広くなり、 量子化ビッ ト数を多くするほ どダイナミ ックレンジが広くなることが知られている。 従って、 元 のアナ口グ信号を高忠実度で、 すなわち広帯域かつ大ダイ ナ ミ ック レンジでディジタル伝送しょうとすると、 高いサンプリ ング周波数 及び多くの量子化ビッ ト数を要し、 単位時間当りに伝送するビッ 卜 数、 いわゆるビッ トレー 卜が高くなる。
    [0003] しかしながら、 伝送媒体〔記録媒体も含む。 ）の特性により上記 ビッ トレー トは制限を受け、 また、 送受信側〔記録 · 再生側）での ディ ジタル信号処理速度によっても上記ビッ ト レー トの制限が生じ、 さらに現実問題として、 P C M信号記録再生装置等の製品を供給す る場合の経済性、 コ ス トパフォ一マンス等を考慮することにより、 なるべく低いビッ ト レー 卜で高品質の信号伝送あるいは記録再生を 行なうことが重要となる。
    [0004] ところで比較的低いビッ ト レー トで、 大きなダイナミ ッ クレンジ の信号を伝送するための技術として、 差分 P C M方式や適応型差分 P C M方式等が知られているが、 これらの方式はヱラ—伝播現象の 悪影響を受け易く、 またエラ一訂正能力をある程度確保しようとす ると、 冗長度が増大し、 ビッ ト レー 卜低減効果が有効に得られない c また差分 P C M方式は、 入力信号周波数がサンプリ ング周波数の％ までの低 ' 中域範囲において、 少ない量子化ビッ ト数で一般 P C M 方式よりも大きなダイ ナミ ック レンジを得ることができる。 しかし ながら、 入力信号周波数が高域の範囲では、 差分 P C M方式のダイ ナミ ッ クレンジが一般 P C M方式よりも減少することがあり、 また 歪率の増加による音質劣化等の悪影響も生じ易い。 更に伝送エラ一 の影響が大きく現われることがある。
    [0005] OMPI WIPO " - — また、 ダイ ナ ミ ック レンジを広く保ったままビ ッ ト レー トを低減 するために入力信号に応じて量子化ステップ幅を変えることにより 1 ワー ド当りのビッ ト長を短縮するような適応型（ ァダブティ ブ） P C M方式を用いた場合 1 ワー ドのビッ ト長が長い入力デイ ジタ ル 信号を適応型〔ァダプティ ブ）処理して短かいビッ 卜長のヮ― ドに 変換するような再量子化が行なわれるため、 量子化ノィ ズの影響が 大き くなるという欠点がある。
    [0006] 本発明の目的は上述の点に鑑み、 ェラ一伝播現象を短かい時間に おさえ込むことができ、 エラー伝播減衰用の係数を大きく し、 適応 型〔ァダブティ ブ）処理を大き くすることにより、 ダイ ナミ ッ ク レ ンジの拡大効果を大幅に改善でき、 しかも簡易な符号構造により冗 長度を低くおさえたま-まで高い訂正能力を得ることができるような ディ ジタル信号伝送方法及び装置を提供することにある。
    [0007] また本発明の目的は、 入力信号を伝送するのに最も適した伝送モ — ド、 例えば一般 P C Mモー ド、 差分 P C Mモ ー ド、 和分 P C Mモ - ドのうちのいずれかのモ一 ドを、 時間に関して分割したブロ ック 毎に決定して、 最大の伝送効率を得るようにしたディ ジタル信号伝 送方法及び装置を提供することにある。
    [0008] また、 本発明の他の目的は、 時間的な変化が激しい楽器音の立上 り部のような波形相関率の小さい信号波形をも少ないビッ ト レ — ト で効率良く伝送（記録 · 再生も含む ） し得るようなディ ジタル信号 伝送方法及び装置を提供することにある。
    [0009] 本発明のさらにその他の目的は、 聴感覚におけるマスキング効果 に着目し、 入力信号の周波数スぺク トルに応じて量子化ノ イ ズスぺ ク ト ルを変化させ、 マスキング効果が最大限得られるようにして、
    [0010] ΟΜΡΙ
    [0011] - ^VIPO ' 見かけ上（聴覚上） のノ ィ ズ低減を可能とするようなディ ジタ ル信 号伝送方法及び装置を提供することにある。 発 明 の 開 示 すなわち、 本発明に係るディ ジタル信号伝送方法及び装置の特徵 は、 入力信号のサンプリ ング波高値データに基づき、 一般 P C Mモ — ドのディジタルデータとしての波高値デ—タ、 差分 P C Mモ一 ド のディ ジタルデータとしての差分値データ、 及び和分 P C Mモー ドのディジタルデータとしての和分値デ一タのうちの少なく とも 2 種類のデータを出力する手段と、 このデ—タ出力手段からの各種類 のデータを比較して £縮率が最も高いモー ドを判別するデータ比較 手段とを有し、 このデータ比漦手段からの出力に応じて E縮率が最 も高いモー ドのデ—タを選択して複数ヮ一 ドを 1 ブロ ック として出 力することである。 また本発明の他の特徵は、 時間軸上で隣接した 複数個のサンプリ ング値の差分値あるいは和分値をディ ジタル化し て伝送するディ ジタル信号伝送方法及び装置において、 上記差分値 あるいは和分値を適応型処理して得られるディ ジタルデータの複数 ワー ドを 1 ブロッ クとし、 この 1 ブロ ック内に、 少なく とも上記適 応型処理の情報ワー ドと、 上記サンプリ ング値を示すディ ジ タ ルデ
    [0012] —タのヮー ドとを配して伝送することである。 さらに、 本発明の他 の特徵は、 入力信号のサンプリ ング値に基づくデータをディ ジタル 化して伝送するディ ジタル信号伝送方法及び装置において、 上記入 力信号の周波数スぺ ク ト ルの形態を検出する手段と、 上記ディ ジタ ル化の際のノイズの周波数スぺク ト ルを変化させる手段とを備え、 上記検出手段からの検出出力に応じて上記ノィズスぺク トル変化手 段を制御し、 入力信号の周波数スぺク トルに対応したノ イ ズスぺク トルとすることである。 図 面 の 簡 単 な 説 明 第 1図はアナ口グ信号波形を順次サンプリ ングするときの波高値 と差分値を説明するための波形図、 第 2図は一般 P C Mモ ー ド、 差 分 P C Mモー ド及び和分 P C Mモ— ドのダイ ナ ミ ッ ク レンジの周波 数特性を示すグラフ、 第 3 図は適応型 ァダブティ ブ）差分 P C M ェンコ一ダの一例を示すブロ ック回路図、 第 4図は差分 P C Mェン コ―ダの基本構成例を示すプロ ッ ク回路図、 第 5図は減衰係数に応 じた差分 JP C M伝達関数周波数特性を示すグラ フ、 第 6図は 1 プロ ック内のヮ— ドの構成例を示す図、 第 7図は 1 プロ ック分のデータ 伝送のための符号構成例を示す図、 第 8図及び第 9図は 1 ブロ ック 内のヮー ド数による一般 P C Mデ—タ最大値と差分 P C Mデータ最 大値との大小関係を説明するためのグラフ、 第 1 0図及び第 1 1 図 は一般 P C Mモ ー ド及び差分 P C Mモ ー ドにおけるビッ トエラ—の 影響をそれぞれ詋明するためのタイ ムチヤ— 卜 、 第 1 2 図は本発明 の一実施例に用いられるェンコ—ダの回路構成の一例を示すブ口 ッ ク回路図、 第 1 3図は最大絶対値のヮ― ドの一例を示す図、 第 1 4 図 A , Bはァダプティ ブ処理の動作を説明するための図、 第 1 5図 は 1 ブロ ック内のヮ一 ド構成例を示す図、 第 1 6図は第 1 2図のェ ンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの回路構成の一例を示す ブロ ッ ク回路図、 第 1 7図はァダプティ ブ差分 P C Mモ ー ドにおけ
    [0013] OMPI
    [0014] " 'JO 低域周波数信号入力時の周波数特性を示すグラフ、 第 1 8図は高域 周波数信号入力時の一般 P C Mモー ドと差分 P C Mモ ー ドにおける 周波数特性を示すグラフ、 第 1 9図ないし第 2 2図はそれぞれ入力 信号波形 Bに対するモ一 ド切換波形 Αを示すタイ ムチ ャ ー ト、 第 2 3図 A ， Bは純音の純音によるマスキング効杲を説明するためのグ ラフ、 第 2 4図はノイズシヱイ ピング回路の基本構成例を示すプロ ック回路図、 第 2 5図及び第 2 6図はノィズシヱイ ビングによるノ ィズスぺク ト ラムの変化を説明するためのグラフである。 発明を実施するための最良の形態 本発明の実施例の説明に先立ち、 一般の; P C M、 差分 P C M、 和 分 P C Mの差違、 及び適応型（ ァダプティ ブ）処理について説明す o
    [0015] 先ず、 一般 P C Mと差分 P C Mについて説明すると、 第 1図に示 すような入力信号をサンプリ ングした各サンプリ ング波高値 hを量 子化し符号化したものが一般 P C Mデータであるのに対し、 隣接サ ンプリ ング値間の差分値 dを量子化し符号化したものが差分 P C M データである。 この差分処理は複数回く りかえした高次差分処理で もよい。 そして、 入力波形が比較的ゆっく りと変化するとき、 すな わちサンプリ ング周波数に比べて入力信号周波数が低い場合には、 サンプリ ング波高値に比べて上記差分値が小.さく、 同じ量子化ビッ ト数の条件で、 差分 P C Mの方が一般 P C Mよりも大きなダイナミ ックレンジを得ることができる。
    [0016] ここで、 一定周波数: i〔角周波数 = 2 7Γ ) の正弦波入力信号
    [0017] O PI 0 を一定のサンプリ ング周波数 fs でサンプリ ン グし、 隣接サンプリ ング値間の差分値をとる場合について考察する。
    [0018] 先ず、 入力信号としての時間 tの関数： f (t)を、
    [0019] とするとき、 サンプリ ング周期 Ts ( = 1 Z fs )のときの差分値 d
    [0020] (t)は、
    [0021] = sin ω; t — sin (yj t— ) ②
    [0022] Js この d (t)の最大値を求めるために、 ③式を微分して、 d{t) = ω[ ( 1— cos in 6>i t + sin cos t ③
    [0023] Js js この③式の d'(t)= 0 とおいて、
    [0024] 1― cos— i
    [0025] tan ωι t = (4)
    [0026] この④式より、 y COj 2 2 ヽ
    [0027] 〔 1—cos― ) +sin ― X sin ( t +p )
    [0028] J s Js
    [0029] (D
    [0030] 1— cos ^ - ただし φ = — 1
    [0031] 従って、 ⑤式より d (t)の最大値 dmaxは、
    [0032] Ο ΡΙ
    [0033] い. 、つ ここで、 一般の P C Mの場合のデータの最大値は最大サンプリ ング 値となる振幅値であり、 ①式の振幅 1であるから、 差分 P C Mの最 大値と一般 P C Mの最大値が等しくなる入力周波数: fiiは、 上記 式 の dmax= 1 として、
    [0034] ωιι
    [0035] 2 cos
    [0036] 5
    [0037]
    [0038] '⑦ すなわち、 入力周波数 ： fi がサンプリ ング周波数 ： fs の％となると き、 差分 P C Mデ—タの最大値と一般 P C Mデータの最大値とが等 し くなり、 同じダイ ナ ミ ッ ク レンジとなる。
    [0039] 次に、 上記サンプリ ング値の隣接するものの和分値を量子化し符 号化したものが和分 P C Mデータであり、 上記正弦波の入力信号; f (t)のときの和分値 a (t)は、
    [0040] = sia<i)i t-hsin a>i ( t—― ~
    [0041] Js となる。 この和分値 a (t)の最大値 amaxは、 前記差分値の場合と同様 — - に計算でき、
    [0042] ^max ― 2 -f 2 cos—- 従って、 和分 P C Mの最大値と一般 P C Mの最大値とが等しくなる 入力周波数: fi 2 は、
    [0043] '⑭ となる。 すなわち、 入力周波数： fiがサンプリ ング周波数: fsの とな るとき、 和分 P C Mデータの最大値と一般 P C Mデータの最大値と が等し くなる。
    [0044] 従って、 入力信号を一定のサンプリ ング周波数でサンプリ ングし、 上記波高値、 差分値、 及び和文値をそれぞれ等しいビッ 卜数で量子 化するときに得られるダイナ ミ ック レンジは、 例えば第 2図のよう になる。 この第 2 図においては、 縦軸にダイナ ミ ッ ク レンジの d β 値を、 横軸に入力信号周波数 ： fi をそれぞれとっており、 サンプリ ング周波数 fs 及び量子化ビッ 卜数をそれぞれ例えば 3 2kHz及び 8 ビッ トとした場合の、 一般 P C Mモー ド時の特性曲線 、 差分 P C Mモ — ド時の特性曲線 β、 及び和分 P C Μモ — ド時の特性曲線 C を、 それぞれ示している。 この第 2図から明らかなように、 入力信 号周波数 fi が低域から ： fs Z 6 までのときは、 差分 P C Mモ ー ド のダイ ナ ミ ッ ク レンジが大きく、 相対的に圧縮効率が最も高い。 同 様に、 入力信号周波数 ： fi が fsZ 6から： fs/ 3 までの範囲では一般 P C Mモー ドが、 また入力信号周波数 ； fi が: fsZ 3以上のときは和 分 P C Mモー ドカ それぞれダイナ ミ ックレ ンジを大きく とれ、 王
    [0045] C PI 縮効率が高いものとなる。
    [0046] ところで、 以上のような差分 P C Mデータ等のデイ ジタルデータ を伝送〔記録 · 再生も含む。 ）する際に、 データの全ビッ 卜を用い ずに一部のビッ 卜を伝送するような適応型 C 了ダプティブ）処理が 一般に知られている。
    [0047] 例えば第 3 図は、 適応型差分 P C Mのェンコーダの一例を示し、 この第 3図において、 入力端子 1 には上記サンプリング値を量子化 (及び符号化） したディ ジタル信号が供給されている。 この入力デ イジタル信号は、 加算器 2に送られて、 局部デコーダ 1 0からの出 力との差すなわち誤差分がとられ、 この加算器 2からの誤差信号は， 量子化器 3により再量子化されて、 1 ヮ一 ドのビッ 卜長を短かくす るようないわゆるビッ 卜 リ ダクシ ヨ ンがなされ、 出力端子 5に送ら れる。 ここで、 ァダプティ ブアルゴリ ズムブロック 4は、 量子化器 3及び量子化器特性とコ ンプリ / ンタ リ動作を行なう乗算器 6の特 性を適応的に変化させるものであり、 そのアルゴ リ ズムには種々の ものが考えられている力 代表例としては、 出力信号レベルが大と なるほど量子化器 3の量子化ステップ幅を大きく とるようにしたも のがある。 局部デコーダ 1 0は、 簠子化器 3からの出力信号をデコ ーダして予測された出力としての局部デコ—ダ出力を加算器 2に送 り、 上記入力信号から滅算することにより、 入力信号と予測信号の 差、 すなわち上記誤差信号を得るためのものである。 この局部デコ ーダ 1 0は、 量子化器 3に対して相補的な動作を行なう乗算器 6と. この乗算器 Sの出力と上記局部デコ一ダ出力とを加算する加算器 7 と、 この加算器 7からの出力を 1 サンプリ ング周期だけ遅延させる 遅延回路 8と、 この遅延回路 8の出力に減衰係数 kを乗算してエラ 一 _ Ο,Ϊ ίΡΙ . 一減衰を行なうための係数乗算器 9 とより成っている。
    [0048] 以上のような適応型〔ァダプティブ）差分 P C Mェンコーダにお いて、 ァダプティ ブァルゴリ ズムブ口 ック 4による適応型〔ァダプ ティ ブ）動作は、 量子化器 3と乗算器 6にて行なわれており、 一般 5 的には出力端子 5のェンコ一 ド出力が大きいほど大きい量子化ステ ップを与えるようにしている。 この適応型〔ァダプティ ブ）動作に より、 限られたヮー ドビッ ト長で高域の大ダイナ ミ ック レンジ信号 を処理することができる。
    [0049] しかしながら、 このようなァダプティ ブ動作は、 エラーが生じた 10 時にエンコーダ、 デコーダ間の 卜 ラ ッカピリ ティ を著るし く損ない、 かつ差分 P C M等の弱点である !：ラ一伝播の悪影響を受け、 使用上 耐え難いものとなるおそれがある。
    [0050] このエラ一伝播について以下に説明する。
    [0051] 第 4図は、 上記差分 P C Mデータを得るためのェンコ—ダの基本 i s 構成例を示すブロ ック回路図であり、 入力端子 1 1 に入力された上 記サンプ リ ング波高値デー タは、 加算器 1 2及び遅延回路 1 4に供 給されている。 遅延回路 1 4は、 1サンプリ ング周期 T s だけ入力 データを遅延するものであり、 この遅延データは減衰係数 kを乗算 するための係数乗算器 1 5を介して加算器 1 2に減算入力として送 20 られる。 この加算器 1 2からの出力が、 上記差分 P C Mデータとし て出力端子 1 3に送られる。
    [0052] この第 4図の入力端子 1 1 に順次〔 サンプリ ング周期毎に ）入力 される波高値データをそれぞれ Wo ， Wl ， W 2 ， …とするとき、 差分値データ D丄 ， D 2 , …は、
    [0053] 5 一 1 一
    [0054] D i = Wx - k · Wo
    [0055]
    [0056] となる。 この減衰係数 kは、 0く k ^ iであり、 エラー発生の影響 が無限時間継続しないように、 過去のデータの影響を低減するため のものである。 しかし、 kを小さ く選ぶことにより、 エラー伝播時 間を短縮することはできるが、 ダイナミ ックレンジの拡大効果を減 らしてしまうため、 kをあまりに小さ くすることは好ましくない。 そこで、 減衰係数 kのダイナミ ック レンジに対する影響を調べる ために、 第 4図の入力 X 〔ηΤ)に対する出力 y (nT)の関係をみる と、 y (nT) = x(nT)- k- χ( ηΤ-Τ)
    [0057] ただし Τはサンプリ ング周期 となる。 いま入力として ei<yTをとると、 式は y〔nT) = X (nT)— k e— ]·ωΈχ〔ηΤ)
    [0058] = C 1-ke J )x〔nT) となり、 伝達関数 H e J ：)は、
    [0059] H eJ 丄 ） = i一 ke また、 伝達関数の大きさ lH〔ej<aT) i は
    [0060] = l l— k e = I ( l-kcosiyT) + j k -ωΤ I
    [0061] = {〔i—k∞s<yT)2 + ksiiia>T)2.}
    [0062] = { 1 + k2- 2kcosiyT A ·*'·' ω i
    [0063] ここで入力周波数を: fi = ) とし、 サンプリ ング周波数を ： fS
    [0064] C=l/T3) とすると、
    [0065]
    [0066] 以上より、
    [0067] H(ei<yT)
    [0068]
    [0069] この ©式を、 ： fi = 0 〔直流） における伝達関数の大きさで正規化す ると -
    [0070] 1 +k2-2 kcos 2
    [0071] = { 1十 k2 -2k この Gと： fi Z s との関係を、 kをパラメ ータ として表示すると、 第 5図のようになる。
    [0072] この第 5図からも明らかなように、 kの値が小さ くなるに従って、 低域力ッ 卜ォフ周波数は上昇し、 高域に対する低域のダイ ナ ミ ック レンジ拡大量は少なくなつてゆ く。 従って、 kは例えば 0.8 5以上 に選ぶことが望まし く、 この程度の kの値でもエラー 時間におさえ込めるような技術が要望されている。
    [0073] そこで、 本発明の実旛例においては、 差分 P C M.データ等を一定 の複数ヮ一 ド単位でブロ ック化し、 上記エラ一伝播現象を短時間で 抑えるようにしている。
    [0074] すなわち、 第 6図において、 前述したァダプティ ブ処理された差 分 P C Mデータの n — 1 ヮ一 ドのデータ Di , D2 ， …， Dn-丄を 1 ブ口 ックとし、 この 1 ブ_ロ ック内に、 前記波高値データ （一殺 P C Mデ ータ ） Ab のワー ド、 及び i r記ァダプティ ブ〔適応型）処理の情報 データ Ad を示すヮー ドを、 それぞれ少なぐとも 1 ヮ ー ドずつ含め て、 1 ブロ ックを少なくとも n + 1 ワー ドで構成している。 ただし、 これらのヮー ドのビッ ト長は、 各データに応じて異ならせてもよく、 例えば、 波高値〔あるいは瞬時値〕情報ヮ一 ドのデ一タ Ad につい ては 1 4 ビ グ ト、 了ダプティ ブ処理された差分データ D i Dn-iの各 ヮ— .ドゃァダプティ ブ情報 Adのヮー ドについては 1 ワー ド 7 ビッ 卜のようにすればよい。 また、 一股 P C Mモー ド、 差分： P C Mモー ド、 和分 P C Mモー ドを適！:違択して伝送する場合には、 上記差分 データ D丄〜 Dn-iの各ヮ― ドの位置に、 それぞれ一般 P C Mデ—タ 〔 波高値データ ） ヮー ドゃ差分データワー ドゃ和分デ—タワー ドを配 すればよく、 さ らに上記 1 ブロ ック中にモー ド違択情報ヮ一 ドを含 ませるようにすればよい。
    [0075] このようにブロッ ク化し.た場合のァダプティ ブ情報ヮ― ドのデ一 タ Ad は、 そのブロ ッ ク内に含まれるァダプティ ブ処理されたデ一 タの全ヮ一 ド、 例えば第 6図の差分; P C Mデータ Di〜Dn -丄に対して 共通に用いられるものである。 これは、 従来においてァダプティ ブ 処理されたデータを伝送する場合に、 各ワー ド毎にァダプティ ブ情
    [0076] Ο ΡΙ - - 報を含ませているのに比べて、 分離された形態でァダプティ ブ情報 が存在しているので、 全体のビッ ト数を少なくできるとともに、 こ のァダプティ ブ情報だけを誤り訂正能力の高い符号構成としても全 体の冗長度の増加は少なくてすむ。 このような符号構成例を第 7図 に示す。 この第 7図において、 パリ ティデ一タ P 1はァダプティ ブ 情報 Ad のみのパリ ティ チヱ ックを行ない、 パリ ティデータ； P 2は、 ァダプティブ情報 Ad、 瞬時波高値データ 及び 1 ブロ ッ ク分の 差分 P C Mデ—タ Di〜Dn-丄の全てのパリ ティチヱッ クを行なう。 さ らに、 上述のように、 一般 P C Mモ ー ド、 差分 JP C Mモー ド、 及び 和分 P C Mモー ドのうちのいずれかのモ一 ドを選択して伝送する場 合のモー ド選択情報ワー ドを含ませる場合には、 3 モー ドのうちの
    [0077] 1 モ一 ドを選択するのに要するビッ 卜数は 2 ビッ 卜であるから、 当 該ブロックのモ — ド選択用のみならず、 前後のプロ ッ クについての モ― ド選択用情報をも含めて、 全体として 6 ビッ トのワー ドとすれ
    [0078] 3«よ^ヽ0
    [0079] このように複数のワー ドをブロ ック化することにより、 kを大き くしてもエラ一伝播時間を短かく抑えることができるわけである力 ここで、 差分 P C Mデータ伝送時に、 上記ブロ ッ ク化を行なわない 場合と、 ブロ ック化を行なった場合とで、 1 ビッ トエラーが生じた ときのエラー伝播時間を比較する。 いま、 サンプリ ング周波数 ：^
    [0080] = 3 2 kHz, 減衰係数 = 0. 9 9 とするとき、 従来のブロ ッ ク化を 行なわない差分 P C Mデ—タ伝送においては、 エラ—が発生時の 1
    [0081] °hにまで減衰するためには、 ァダプティ ブ動作の狂いの影響を無視 しても、
    [0082] 0.9 9 0.0 1
    [0083] OMPI ， を満足するような nサンプリ ング周期の時間の経過が必要である。 このときの nは 4 5 9以上であり、 エラー伝播時間 nTs〔 Ts = 1 / fs = 0. 3 1 5 m S ) は、 となる。 これに対して、 例えば 3 2 ヮ— ドを 1 ブロ ッ クとする場合 には、 1 ブロ ッ ク内でエラー伝播が完結されるため、 約 I ms程度の 短時間でエラーの影響が無くなる。 したがって、 減衰定数 kを特に 小さ くする必要がなく、 第 5図から明らかなように、 低周波域のダ イナミ ックレンジを大き く とることができ、 またァダプティ ブ動作 も.大き く とることができる。
    [0084] ところで、 このようなブロ ッ化を行なう場合に、 一般 P C Mモー ド、 差分 P C Mモ — ド、 和分 P C Mモ ー ドのそれぞれのモ — ドにお ける 1 ブロ ック内の各ヮ一 ドの最大の絶対値が、 上記 3つのモー ド のうちのいずれのモ 一 ドで最も小さくなる力 こよって、 プロ ック内 の信号スぺク ト ルの主要部分がどの周波数領域に存在するかを知る ための条件、 さらに E縮率の高いモ ー ドを判断可能とするための条 件 ¾r調べる。
    [0085] いま、 入力信号を周波数 の正弦波信号とし、 1 ブロ ックのヮ 一ド数を N、 ブロ ッ ク周期を T B とするとき、 第 8図に示すように、 プロ ック周期 T B が入力信号の周期 T = 1 f i の 以上であれ ば、 一般 P C Mモ一 ドの 1 ブロ ック内の最大絶対値は入力信号の振 幅値〔ゼロ - ピーク値）に略等しくなる。 1 ブロ ック内のワー ド数 Nは、 T B ZT S Cただし T S はサンプリ ング周期）で与えられるから、
    [0086] . の条件が成り立つヮ— ド数 Nが 1 プロ ック内にとられていれば、 ― 般 P CMモー ドの 1 ブロ ック内最大絶対値は上記入力信号の振幅値 に近い値となり、 ： fiく ^ の周波数領域で 1 ブロ ック内の最大絶対 値は差分 P CMモ ー ドの方が一般 P C Mモ ー ドよりも小さ くなる。 これに対して、 上記 @式の条件が満たされないヮー ド数 Nのときに は、 一般 P CMモー ドのブロ ッ ク内最大絶対値が減少して、 差分 P C Mモー ドのブロ ッ ク内最大絶対値よりも小さくなることがあり得 るが、 その Nの値は 3よりも小さいことが次のように示される。
    [0087] すなわち、 第 9図のように、 入力正弦波の各サ ンプル点を a, b， c ， …とし、 点 a と bは、 これらの差分値が最大となるように入力 正弦波のゼロク口ス点から時間軸上で等距離の位置に配されている と、 a ， b間の差分値〔の絶対値) Dabは、 次に、 点 aから N個のサ ンプル点を 1 ブロ ック内に含むとすると、 プロ ック内最大値〔ただし絶対値 J Lは、 r . , (N-2 ) +
    [0088] L = sm 2 π· J-i · (¾)
    [0089] f J これらの⑬， @式より、 Dab = Lとなる Nを の領域におい て求めると、 = 2.5 となり、 Nは整数であることより、 Nが 3以上あれば、： fi く: fs/6の
    [0090] C P: - - 周波数領域では Nく ^ の領域においても、 差分 P C Mモ ー ドの方 が一般 P C Mモ ー ドょりもプロ ック内の最大絶対傳を小さ くするこ とができ、 上記各モー ド、 例えば一般 P CMモー ドと差分 P C M乇 ー ドとの間で、 1 ブロ ック内の最大絶対値を比較することで、 信号 5 周波数の高低を判断することができる。
    [0091] また、 以上のようにプロ ック単位で最適モ ー ドを選択して切換え ることにより、 従来において差分 P C Liモー ドの高域で問題となつ ていたエラー発生時のェラーの拡大を防止することができる。 ここ で、 第 1 0図及び第 1 1図は、 入力信号周波数 fi = 1 0kHzで、o サンプリ ング周波数 ： fs = 3 2kHzのとき、 すなわち 〉； fsZ6 の ときの、 ビッ トエラ—発生時の影響を、 一般 P C Mモ一 ドによるデ 一タ伝送の場合〔第 1 0図：）、 及び差分 P CMモー ドによるデータ 伝送の場合〔第 1 1図）についてそれぞれ示す波形図であり、 受信 側〔あるいは再生側）でのディジタル—アナ口グ変換後の波形〔第s 1 0 図 β ，第 1 1図 B ) と、 このディ ジタル一アナ口グ変換された 信号を口 ーパスフ ィルタを介して取り出した波形（ 第 1 0図 Α ， 第 1 1図 A ) とをそれぞれ示している。 これらの第 1 0図、 第 1 1図 において、 時間軸上の点 Eにてビッ トエラーが発生しており、 一般 P C Mモー ド〔第 1 0図）の方が、 差分 P C Mモ ー ド 〔第 1 1図） ひ よりもエラ一の影響が少ないことが明らかである。 そして、 本発明 においては、 fi〉:fs/6 のときには一般 P C Mモー ドを遶択してお り、 ビッ トェラーによる影響が抑えられていることが明らかである, 次に、 本発明の好ましい一実施例として、 以上説明した各技術的' 思想を実現するための具体的構成例について図面とともに説明する <5 第 1 2図は: P C M信号伝送に用いられる P C Mエ ン コーダの一例
    [0092] O PI - - — を示すブロ ック回路図である。
    [0093] この第 1 2図において、 エンコーダの入力端子 3 1 には、 例えば 1 4 ビッ トのディ ジ タルデ— タ信号（ サンプリ ング波高値データ信 号）が供給されている。 この入力端子 3 1 に接続されたプリエンフ アシス回路 3 2は、 特に高域の信号を強調して S N比を向上するた めに用いられるものであり、 例えば 5 0 i s の時定数のものが用い られる。 このプリ エンフ ァシ ス回路 3 2からの例えば 1 4 ビ ッ ト出 力は、 マルチプレ クサ 3 3、 ブロ ック内最大値検出比較回路 3 4、 差分処理回路 3 5、 及び和分処理回路 3 6に、 それぞれ送られる。 ブロ ック内最大値検出比較回路 3 4には、 上 プリエ ンフ ァシス回 路 3 2からの 1 4 ビッ 卜サンプリ ングデー タ信号の他に、 差分処理 回路 3 5からの例えば 1 5 ビッ ト差分データ信号、 及び和分処理回 路 3 6からの 1 5 ビッ 卜和分デー タ信号が供給されている。 このブ ロ ック内最大値検出比較回路 3 4において、 1 ブロ ッ ク （複数ヮ一 ド）内の上記各デ一タの絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、 最大値の小さいモー ドの方が £縮効率が高いとして、 モー ド選択を 行なう。 差分処理回路 3 5は、 例えば f記第 4図のような基本構成 を有し、 プ リ エ ンフ ァシス回铬 3 2からのサンプルデー タのうちの 隣接するヮ― ドの差分データを順次取り出す。 すなわち、 上記 1 ブ ロッ クに対応して上記サンプル波高値データの n ワー ド W o , W i , … ， Wn— iが入力されるとき、 差分処理回路 3 5からは、 Wa- 1 - k - Wn-: ただし kは減衰係数、 0ぐ k ^ l
    [0094] の n — 1ヮ— ドの差分 P C Mデータ E , D2 ， … ， Dn-iが出力される < この 1ブロ ック分の各差分 P C Mデ一タ D i〜Dn-iは、 ブロ ッ クメ モ リ 3 7に送られて蓄えられる。 和分処理回路 3 δは、 上記入力波高 値データと 1サンプリ ング周期前の入力データの係数乗算値との和 をとるものであり、 1 ブロ ック内に入力される波高値データの ηヮ ー ド Wo 〜 Wn— 1 に対する和分データの n — 1 ワー ド A丄〜 An-iは、
    [0095] となる。 そして、 ブロック内最大値検出比漦回路 3 4においては、 1ブロ ック内のそれぞれのモー ドにおけるヮー ドのデータのうちの 最大絶対値、 すなわち、 一般 P C Mモー ドにおけるデータ （波高値 データ ） Wl 〜 Wn— のうちの最大の絶対値、 差分 JP C Mモ ー ドに おける差分データ Di〜 Dn-iのうちの最大の絶対値、 及び和分 P C M モ一 ドにおける和分データ A 〜Aa— 1のうちの最大の絶対値をそれぞ れ検出し、 これらの 3 モ ー ドの各最大絶対値を比較して、 最も小さ い最大絶対値を持つモ ー ドが前述した等しいビッ ト数でダイナミ ッ ク レンジを広く とれるような圧縮効率の高いモー ドであると判断し、 このモ— ド情報及びこのモ ー ドの最大絶対値を'、 モ ー ド選択 · ァダ プティブ情報算出回路 4 1 に送る。 ここで、 圧縮率の最も高いモー- ドの選択を行なうためには、 ブロ ック内の各モー ドにおけるそれぞ れの最大値を比較する以外に、 各モー ドにおけるそれぞれの平均ェ ネルギ—等を比較して、 これらのモー ドの圧縮率を評価するように してもよい。 ここで、 入力信号が正弦波の場合には、 前述した第 2 図に示す周波数特性に応じて、 ダイナミ ックレンジが最も広くなる モ ー ドに切り換わるようなモ ー ド選択が行なわれる。
    [0096] 従って、 ブロ ック内最大値検出比較回路 3 4は、 入力信号周波数 スぺク トルの検出機能を有するものとみなすことができ、 差分 P C Mモー ドが選択されたときには中低域周波数の信号が、 一般 P C M モー ドが選択されたときには高域周波数の信号が、 また、 和分 P C Mモ ー ドが選択されたときにはさらに高い周波数の信号が、 それぞ れ入力されたものと判断することができる。
    [0097] 次に、 モ一 ド選択 · ァダプティ ブ情報算出回路 4 1 は、 上記最大 値の小さいモー ド、 すなわち圧縮率の高いモー ドを選択するための 情報、 及び量子化ステ ップの大きさを示すァダプティ ブ情報を出力 する回路であり、 モー ド選択情報はモ ー ド切換処理回路 4 2及びマ ルチプレクサ 3 3に、 またァダプティ ブ情報は再量子化を行なうァ ダプティ ブ処理回路 4 3及びマルチプレクサ 3 3に送られる。 モー ド切換処理回路 4 2には、 ブロ ッ クメ モ リ 3 7に蓄えられた 1 プロ ック分の差分処理デ一タ Di〜Dn— iが送られており、 上記モー ド選択 情報に応じて選択されたモ— ドの 1 プロ ッ ク分の全ヮ― ドのデータ、 すなわち、 一般 P C Mモ — ド選択時には Wl 〜 Wn— のデー タ、 差 分 P C Mモー ド選択時には Di〜 D n-丄のデータ、 和分； P C Mモ — ド選 択時には Al〜An- iのデータをそれぞれ出力し、 ァダプティ ブ処理回 路 4 3に送る。 こ こで、 モ ー ド切換処理回路 4 2の具体的動作とし ては、 入力データである 1 ブロ ッ ク分の差分データ Dl Dn-i及びブ リ エンフ アシス回路 3 2からの瞬時波高値デ—タ W Q に基づいて、
    [0098] OMPI _ 一 一 上記選 されたモ― ドのデータを得るような処理を行なうものであ り、 差分 P C Mモー ド選択時には、 入力データ Di〜Dn— iをそのまま 出力すればよい。 一般 P C Mモ ー ド選択時には、 和分動作により差 分処理を打ち消せばよく、 具体的には、 の '演算処理を行なえばよい。 同様に、 和分 P C Mモー ド選択時には、 和分動作を 2回行なうことにより、 上記入力データ Di Dn-i及び Wo より和分データ Al〜An-lを得ることができ、
    [0099] A2 = W2 + k -Wi = D2 十 2 kW2
    [0100] An- I k .Wn- 2 = Da-l + 2 kWn- のようになる。
    [0101] 次に、 ァダプティ ブ処理回路 4 3は、 上記最大絶対値に応じた量 子化ステップ幅で、 モ ー ド切換処理回路 4 2からのブロ ック内ヮ— ドのデ—タの再量子化を行なう。
    [0102] このァダプティ ブ動作の一具体例を説明す—る。 モー ド切換処理回 路 4 2からのデ―タが例えば 1 ワー ド 1 5 ビッ トで 2の補数表示さ れているとき、 最上位ビッ 卜いわゆる M S Bは正負の符号を示し、 「0」 のとき正、 「 1」 のとき負のデータを意味する。 これに対し て、 プロ ック内最大値検出比較回路 3 4において得られた上記選択 されたモー ドのブロ ック内最大値は、 絶対値であり、 元のデータが 正の場合はそのまま、 負の場合は 2の補数がとられて、 常に正の 1 5 ビッ ト値となっている。 この最大絶対値の M S βは常に 「 0」 で あり、 その値の大きさ 〔特に 2進数表示時の実質的な桁数） に応じ て、 第 1 3図に示すように、 M S B力 ら L S Bに向かって m + i個 の 「0」 が配される。 すなわち、 この第 1 3図の最大絶対値の実質 的な桁数は 1 4一 mであり、 これは浮動小数点表示するときの指数 値に対応する。 モ一 ド選択 · ァダプティ ブ情報算出回路 4 1 におい ては、 この最大絶対値の M S Bから連続する 「0」 の個数 m + iを 求め、 mをァダプティ ブ情報としてァダプティ ブ処理回路 4 3に送 る。 ァダプティ ブ処理回路 4 3は > 入力 1 5 ビッ トデ—タを mビ ッ 卜左方にシフ ト操作し、 シフ ト後のデータの M S βより例えば 7 ビ ッ トを有効桁数として取り出し、 マルチプレ クサ 3 3に送る。
    [0103] このァダプティ ブ処理回路 4 3からの出力デ―タは、 1 ブロ ック 内に入力された 1 ヮ一 ド例えば 1 5 ビッ ト とする η— 1 ヮー ドのデ
    [0104] —タ、 すなわち一般 P C Mモ ー ド選択時にはデータ W l Wn- i 、 差分 P C Mモ ー ド選択時にはデ—タ 、 和分 P C Mモ ー ド選 択時にはデー タ Ai〜An- 1のいずれかをそれぞれァダプティ ブ処理し た、 1 ヮー ド例えば 7 ビッ トとする n— 1 ワー ドのデー タ X丄〜Χπ- ι であり、 元の 1 5 ビッ ト入カデ—タが正の数のときには、 第 1 4図 Αに示すように M S Bより少な く とも m十 1 ビッ 卜以上 「 0」 が連 続しているから、 m ビッ 卜左方シ フ 卜 した 7 ビ ッ ト出力デー タの M S Bも 「 0」 で正の数を表わし、'また、 元の 1 5 ビッ 卜入力データ が負の数のときには、 第 1 4 βに示すように M S Bより少なく とも m + 1 ビッ ト以上 「 1」 が連続しているから、 m ビッ 卜左方シフ ト した 7ビッ ト出力データの M S Bも 「 1」 となり負の数を表わす。 そして、 このァダプティ ブ処理回路 4 3に関違してノィ ズスぺク トル変更のためのノィズシエイ ピング回路部 4 6が設けられている c このノ イ ズシエイ ピング回路部 4 6の基本構成及び動作原理につい ては後述するが、 要点としては、 再量子化を行なうァダプティ ブ処 理回路 4 3の入力と出力との間で生じたェラ一分を、 エラ—フィ ー ドバック回路 4 4で検出してァダプティ ブ処理回路 4 3の入力側に 1サンプル周期遅延して帰還〔 フ ィ ー ドノ ッ ク ：)することにより、 再量子化ノィズのスぺク トルを例えば高域側に集中するようなスぺ ク ト ル形状に変更するものである。 この場合、 聴覚のマスキング効 杲を考えると、 ノ イ ズのスペク ト ルを入力信号のスペク トルの形状 にできるだけ一致させることが望ましい。 実際には、 高い周波数領 域で選択されるモー ドほど大きなェラーフィ 一 ドバックをかけるよ うにすればよい。
    [0105] なお、 ァダプティ ブ処理回路 4 3の出力は 7 ビッ トに圧縮されて いるから、 これを入力側の 1 5 ビッ 卜に復元するためのビッ 卜復元 回路 4 5が現実には必要となる。
    [0106] マルチプレクサ 3 3は、 プリ エンフ ァシス回路 3 2からの瞬時波 高値データ Ab 、 モー ド選択 · ァダプティ ブ情報算出回路 4 1 から のァダプティ ブ情報データ AcL及びモー ド選択情報データ M、 さら に了ダプティブ処理回路 4 3からのァダプティ ブ処理及びノィズシ エイ ビング処理のなされた n — 1 ワー ドのデータ 〜 X n— 1 を、 時系列ディ ジタルデータに変換し、 例えば第 1 5図に示すような順 序で各ヮ一 ドのデータをシ リア ル伝送する。 この第 1 5図のモ ー ド 選択情報ワー ドのデータ M - 1 ， Mo ， M i は、 1 ブロ ック前のモー ド選択データ M- 、 現在送ろうとするプロ ックのモ— ド選択デ一タ Mo 、 及び 1 ブロ ック後のモ ー ド選択データ M 1 の 3ブロ ック分の モ ー ド選択デー'タを 1 ヮー ドとして伝達することを示しており、 1 ブロ ックのモ ー ド選択データ力 S 3回伝送されるため、 伝送エラーに 強い効果がある。
    [0107] マルチプレクサ 3 3からは、 第 1 5 図のようなヮ一 ド配列順序で、 ブロ ック同期部分ゃヮ一 ド同期部分、 あるいはエラ—訂正部分等を 含んだブロ ック単位のシ リ アルデータが、 出力端子 3 9を介して出 力され、 銅線や光ファイバ等の伝送線を介して伝送され、 あるいは 磁気テープ、 磁気ディ スク、 光学ディ スク、 半導体メ モ リ ー等の記 録媒体に記録される。
    [0108] このようにしてブロ ッ ク単位でシ リ アル伝送されたデ'ィ ジタル信 号より元のサンプリ ング波高値信号を復元するためのデコ一ダは、 例えば第 1 6図のように構成すればよい。
    [0109] この第 1 6図において、 入力端子 5 1 には、 伝送媒体 記録媒体 も含む。 ）からの第 1 5図のようなヮ ― ド配列で 1 ブロ ッ クが構成 されるディ ジタル信号が入力され、 この入力信号はマルチプレクサ
    [0110] 5 2に供給される。 マルチプレ クサ 5 2は、 例えば上記入力ディ ジ タル信号中のブロ ッ ク同期信号やワー ド同期信号に基いて、 前述し た各種デ—タ ， Ad ， M , Χ ι 〜 X n-i を互いに分離し、 了ダ プティ ブ処理されたいずれかのモ ー ドのデータ X丄 〜 X n- 1 をァダ プティ ブ 復元）処理回路 5 3に送る。 この処理回路 5 3はマル チ プレクサ 5 2からのァダプティ ブ情報データ Ad に基づき、 ァダプ ティ ブ復元動作を行なう。 例えば 7 ビッ トのデ—タ X i 〜 Χ π- の
    [0111] OMPI
    [0112] o M S B 符号を示すビッ ト ）を前記 mビッ 卜分符号拡張して m十 7 ビッ トとし、 さらに L S Bに続けて 8 — mビッ トの無効ビッ トを付 加して、 全体として 1 5 ビッ トの 2の補数表示データに変換する。 この 1 5 ビッ トデータは、 モー ド選択データ M。 が指示するモー ド のデータであり、 一般 P C Mモ ー ドが選択されているときには前記 データ Wi 〜 WN- ;L 、 差分 P C Mモー ド時には前記データ D i〜Dn -: i、 和分 P C Mモ— ド時には前記デ―タ となっている。 このよ うなァダプティ ブ 復元）処理回路 5 3からのデータは、 モー ド切 換処理回路 5 4に送られ、 上記モー ド選択データ M Q に応じた処理 が行なわれて、 前述した波高値データ 〜W n-i となってマルチ プレクサ 5 5に送られる。 このモ ー ド切換処理回路 5 4における動 作としては、 入力データが一般 P C Mデータ 〜 Wn- i のときに はそのまま出力し、 入力データが差分 P 0 デ一.タ01〜 011- 1のとき には前述のような和分動作によりデータ Wi 〜 Wn に変換し、 入 カデ—タが和分 P C Mデータ 〜 — iのときには差分動作によりデ ータ 〜W n- 1 に変換する。 これらの和分動作及び差分動作時に は、 瞬時波高値データ A b 〔 = Wo ) も使用される。
    [0113] 次に、 マルチプレクサ 5 5は、 入力段のマルチプレクサ 5 2から の瞬時波高値データ 〔 W o )、 及びモ一ド切換処理回路 5 4 らの波高値データ 〜 Wn- i を、 例えばサンプリ ング周期で順次 1 ワー ドずつ出力し、 1 ブロ ック周期で nヮ— ドのデ-タ Wo 〜Wn- i を順次出力する。 マルチプレクサ 5 5からの出力は、 前記プリ ェン フ アシス回路 3 2と逆の特性を有するディエンフ ァシス回路 5 6を 介して、 出力端子 5 7より取り出される。
    [0114] 以上説明した本発明の実施例によれば、 伝送すべきデ ワー ドをブロ ック化したことにより、 差分 P C Mモー ドあるいは和 分 P CMモー ドにおけるエ ラ一伝播を短時間で終息させることがで き、 また前記差分和分処理時の減衰定数 kを大きく とれ、 大きなァ ダプティ ブ動作を行なえるため、 ダイ ナミ ッ クレ ンジの広いァダプ ティ ブ差分（あるいは和分） P CMディ ジタル信号の伝送が可能と なる。
    [0115] すなわち、 瞬時 S N比については、 先ず、 低中域入力に対しては 差分 P CMモ ー ドが選択され、 例えば第 1 7図に示すように 80 dB にも達する大きな瞬時 S N比及びダイナミ ッ クレンジが得られる。 この第 1 7図は、 サンプリ ング周波数 ： fs = 3 2kHz、 入力信号周 波数 fi = 1 kHzでフルビッ 卜入力時の帯域巾 2 0 0 Hz のレスポ ンスを示しており、 1 ワー ド 7 ビッ ト伝送でも、 2 kHz以上で 7 0 dB 以上の瞬時 S N比が、 また 5 kHz以上では 8 0 (IB 以上もの瞬 時 S N比が得られる。 これに対して、 高域入力時には一般 P C Mモ ー ドが、 さらに： fs/ 3以上の超高域入力時には和分 P C Mモー ド力 それぞれ選択され、 差分 P CMモー ドで生じるエラーの拡大、 瞬時 S N比の低下を防止している。 例えば第 1 8 は、 = 3 2kHz の ときの： fi= 1 0 kHzの入力時〔： fs/ 6く: fiく: fs/ 3 ：) における、 一 般 P C Mモー ドの周波数特性曲線 A及び差分 JP C Mモ ー ドの周波数 特性曲線 Bを示しており、 これらの曲線 A ， Bから明らかなように、 例えば 2 kHzでは一般 P C Mモー ドの方が差分 P C Mモ — ドよりも 1 5 dB 程度瞬時 S N比が改善されている。
    [0116] また、 入力信号の周波数の変化に応じて、 ブロ ッ ク単位で最適モ 一 ドが選択される。 例えば第 1 9図ないし第 2 1 図は、 トーンバー ス ト入力時の一般 P C Mモー ドと差分 P C Mモ ー ド間の切換信号波 形 A及び入力信号波形 βをそれぞれ示しており、 入力信号に応じた モー ド切換が行なわれていることがわかる。 すなわち、 第 1 9図の トーンバース ト入力のキヤ リァ周波数は 1 0 0 Hz 、 第 2 0図の同 キヤ リァ周波数は 5 0 kHzであり、 いずれも： fsZ 6 C =÷= 5.3 3 kHz) 5 以下であるが、 トーンバース ト立上り時のリ ンギングによる高周波 成分を再現するために、 例えば 1 プロ ック周期 T B だけ差分 P C M モー ドから一般 P C Mモ ー ドに切り換えられている。 第 2 1図の ト -ンバース 卜入力のキ ヤリ ァ周波数は 5. 5 5 kHzで、 ： f s Z 6以上で あるから、 このバー ス ト信号が現われている間は一般 P C Mモ ー ド
    [0117] 10 が選択されており、 バー ス 卜信号が無くなった時点で差分 P C Mモ - ドに切り換わっている。 次に、 第 2 2図は現実の音楽信号 この 例では口 ッ ク音楽）入力波形 βに対するモ ー ド切換波形 Α_を示して おり、 上記第 1 9図ないし第 2 1 図に比べて時間軸を圧縮して示し ている。 これらの第 1 9図ないし第 2 2図からも明らかなように、 is 時間的な変化が激し く波形相関率が小さいような例えば楽器音立上 り部分等も、 少ぃビッ 卜 レー 卜で効率良く伝送〔記録 · 再生も含む。 でき、 一般の通信や記録，再生のみならず、 電子楽器の音源として
    [0118] - 利用しても好ましい効果が得られる。
    [0119] 次に、 マスキング効杲及びノ ィ ズシ ヱイ ピング処理について説明
    [0120] 20 する。
    [0121] 第 2 3 図 A , Βは純音による純音のマスキング効杲特性を示すグ ラフであり、 それぞれ縦軸に最小可聴限の移動を d B 値で、 横軸に 第 2音の周波数を Hz で示している。 そして、 第 2 3図 Aは第 1音 が 4 0 0 H z 、 第 2 3図 Bは第 1音が 2 4 0 0 Hz の場合をそれぞ れ示し、 特性曲線近傍の数値〔 （1 β 値）は第 1音の感覚レベルを示 している。 これらの第 2 3図 A , Bから明らかなように、 第 1音の 周波数と第 2音の周波数が近いとき、 大きなマスキング効果が得ら れている。
    [0122] 従って、 入力信号スぺク トルの主要部にノイ ズのスぺク トルの主 要部が一致するように例えばノィ ズシヱイ ピング処理を行なうこと により、 大きなマスキ ング効果が得られ、 聴感上の S N比が改善さ れる。
    [0123] 次に、 第 2 4図はノイズシエイ ピング回路の基本構成の一例を示 し、 入力端子 6 1 に供給された入力 XI 力 前述したァダプティ ブ 処理回路等の再量子化器 6 2により再量子化されて出力端子 6 3に '出力 Υとして出力される回路に対してエラーフ ィ ー ドバックをかけ た例を示している。 この第 2 4図において、 入力端子 6 1 と再量子 化器 6 2との間 の 加算器 6 4は、 エラ一フ ィー ドバッ ク系 6 5力 らの出力 Χ2を上記入力 XI より減算するように動作する。 エラー フ ィ ー ドバック系 6 5は、 この系の 力側より、 加算器 6 6、 1 サ ンプリ ン グ周期遅延回路 6 7、 及び減衰係数 kを乗算する係数乗算 器 6 8が直列に接続されて構成されている。 加算器 6 6は、 再量子 化器 6 2の出力 Yから上記加算器 6 4 の出力 X 3 = X 1 — X 2 ) を減算して、 減算出力 X 4を得ている。 この出力 X 4は遅延回路 6 7にて 1 サンプリ ン グ周期遅延された後に、 係数乗算器 6 8に送ら れて、 減衰係数 kが乗算され、 上記出力 X 2となって加算器 6 4に isられる。
    [0124] このような回路構成において、
    [0125] X 3 = X 1 - X 2 @) X 4 = Y - X 3 (|¾
    [0126] OMPI__ X2 = k- Ζ"1· X4 @ であり、 Χ 2 ， Χ 3を消去すると、
    [0127] Y-X1 =〔 1 -kZ_1).X H
    [0128] I Y-Xl 1 = 1 1 -kZ"1!2- I X4 I
    [0129] =! 〔1— keつ ） I2 · 1X4 I (g) ただし θ = ω 5
    [0130] ：. I Y-Xl I = 1+k2 - 2k∞s Ts ) · I X4 !
    [0131] =C l+k2- 2 kcos27T-£- ) - 1X4 t
    [0132] js
    [0133] ··' © となる。
    [0134] 次に、 第 2 5図は、 上記エラ一フ ィ ー ドバックによるノ イ ズシ ェ ィ ビングを示し、 k =ー 1の場合 〔 曲線 A：)、 及び k = lの場合
    [0135] 曲線 B )についての周波数に対するレスボンスを示している。
    [0136] この第 2 5図から明らかなように k = 1では中 · 低域側のノィ ズ が極端に減少し、 高域側に集中して現われるのに対し、 k =— 1で は中 · 低域側のノィ ズが大き く、 高域側で减少するスぺク トルとな つている。
    [0137] 次に、 第 2 6図は現実の回路におけるノ イ ズ側定結果を、 ノ イ ズ シヱイ ピングなしの場合 〔曲線 A ) 及びノ イ ズシ ヱイ ビング有りの 場合 （ 曲線 B ) について示したものであり、 ノイ ズシヱイ ビングに よりノイ ズスぺク トルが変化していることが明らかである。
    [0138] そこで、 入力信号の周波数スペ ク ト ルに応じて、 具体的には例え ば上記モ一 ド選択情報に応じて、 ノ ィ ズシ ヱイ ピングにおけるェラ —フ ィ ー ドバッ クの量や正負の極性等を変化させることにより、 ノ r OMPi ヽ ィズスぺク ト ルを入カスペク ト ルに近づけることができる。 つまり， 同じエネルギ—量の量子化ノィ ズが発生している場合でも、 できる だけノイズスぺク ト ルを入力信号スぺク ト ルの近くに集中させる事 で、 等価的な瞬時 S / Nを向上させることができる。
    [0139] すなわち、 本発明の実施例のディ ジ タル信号伝送装置によれば、 入力信号のスペク トルに対応した P C Mモー ドを選択し、 かつ、 よ り高い周波数のスぺク 卜ルを受け持つモー ドほど大きなエ ラー フ ィ — ドバックをかけることにより、 より大きなマスキ ング効杲を得る ことができ、 聴感上すぐれた S N比改善効果が得られる。
    [0140] この他、 本発明の実施例によれば、 伝送すべきデー タの複数ヮ— ドをブロ ック化したことにより、 差分 P C Mモー ドあるいは和分 P C Mモ ー ドにおけるエラ一伝播を短時間で終息させることができ、 また前記差分 ，和分処理時の減衰定数 kを大き く とれ、 大きなァダ プテ ィ ブ動作を行なえるため、 ダイ ナミ ッ ク レ ンジの広いァダプテ ィ ブ差分〔あるいは和分） P C Mデイ ジ タル信号の伝送が可能とな る。 さらに、 ァダプティ ブ情報を 1 プロ ックにっき 1 ヮ一 ドの割合 で伝送すればよいため、 各 P C Mデータのヮー ド毎に了ダプティ ブ 情報を送る場合に比べて少ないビ ッ ト レ ー トで済み、 しかも冗長度 を極端に増加させることなくエ ラ一訂正能力を大幅に高めることが 可能となる。
    [0141] さらに、 本発明の実施例によれば、 一般 P C Mモ ー ド、 差分 P C Mモ ー ド、 和分 P C Mモ一 ド等の種々の伝送モ ― ドにおける上記ブ ロ ック内のヮー ドの最大値を比較することにより、 より大きな圧縮 を行なえるモ ー ドを選択して、 この選択されたモ ー ドのデー タを 1 ブロ ッ ク単位で伝送しているため、 エラー伝播、 瞬時 S N比の劣化、 歪率の増大等の悪影響を最も低減し、 かつ高い伝送効果のディ ジタ ル信号伝送が可能となる。 .
    [0142] なお、 本発明は上記実施例のみに限定されるものではなく、 本発 明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは 勿論である。
    [0143] 本発明に係るディ ジタル信号伝送方法によれば、 ァダプティ ブ差 分 P C Mデータ等の複数ワー ドを 1 ブロ ック とし、 1 ブロ ック毎に 瞬時波高値データワー ド及びァダプティ ブ情報ヮ一 ドを入れている ため、 エラー伝播をブロ ック内で終息させることができ、 滅衰係数 を大き く C 1に近く ） してダイナ ミ ッ ク レンジ低減作用を抑止する ことができるのみならず、 大きいァダプティ ブ勣作が行なえるので、 ダイナミ ックレンジの広い了ダプティ ブ差分 JP C Mモー ドのディジ タル信号伝送が行なえる。 さらに、 1 ブロ ック 〔複数ヮ― ド）につ きそれぞれ 1 ヮ― ドの瞬時波高値データ ワ ー ド及びァダプティ ブ情 報ヮ一 ドを有しているため、 これらのヮ— ドのデータに対してのみ 訂正能力の高い符号構造を持たせても全体のビッ ト数増加の割合が 低く、 冗長度を低く抑えながらェラ一訂正能力を高めることが容易 に実現できる。
    [0144] また本発明に係るディ ジタル信号伝送装置によれば、 例えば一股 P C Mモー ド、 差分 P C Mモー ド、 和分； P C Mモー ド等の各種伝送 モー ドを、 入力信号に応じた最も圧縮率の高いモー ドを選択し切り 換えているため、 これらの各種伝送モー ドのそれぞれの利点を最大 限に活かし、 かつ各モー ドのそれぞれの欠点を補うことができ、 例 えば、 低中域入力時に広いダイナミ ック レンジで最も効率よく伝送 が行なえる差分 P C Mモー ドにおいて、 高域入力時に生じていたェ
    [0145] OMPI ラ -伝播拡大や瞬時 S N比劣化等の久点を、 高域入力時には一般 P C Mモ— ドゃ和分 P C Mモー ドに切り換えることにより解決するこ とがで る。 また本発明のディ ジタル信号伝送装置によれば、 入力 信号の周波数スぺク トルに応じて量子化ノイ ズスぺク 卜ルを変化さ せることにより、 マスキ ング効果が最大限得られるようにして、 見 かけ上〔聴感上）のノ イズ低減を得ることができる。
    [0146] 0而
    权利要求:
    Claims 請 求 の 範 囲 -
    1. 入力信号のサンプリ ング波高値データに基づき、 一般 P C Mモ ― ドのディ ジタルデータ としての波高値データ、 差分 P C Mモー ドのディ ジ タルデー タとしての差分値データ、 及び和分 P C Mモ 一 ドのディジタルデータとしての和分値データのうちの少な く と も 2種類のデータを出力し、 次に、 これらの出力された各種類の データを比較して圧縮率が最も高いモー ドを判別し、 次に、 この モ― ド判別された出力に応じて圧縮率が最も高いモ一 ドのデ一タ を選択して複数ヮ一 ドを 1 プロ ック として出力することを特徵と するディ ジタル信号伝送方法。
    2. 入力信号のサンプリ ング波高値データに基づき、 一般 P C Mモ ― ドのディ ジタルデータとしての波高値データ、 差分 P C Mモ— ドのディ ジタ ルデータ としての差分値データ、 及び和分 P C Mモ ― ドのディ ジタルデー タ としての和分値データのうちの少な く と も 2種類のデータを出力する手段と、 このデータ出力手段からの 各種類のデータを比較して圧縮率が最も高いモ ー ドを判別するデ 一タ比較手段と、 このデータ比較手段からの出力に応じて圧縮率 が最も高いモー ドのデ一タを選択して複数ヮ一 ドを 1 ブロ ッ ク と して出力する選択手段とを備えて成ることを特徵とするデイ ジ タ ル信号伝送装置。
    3. 時間軸上で隣接した複数個のサンプリ ング値の差分値あるいは 和分値をディ ジタル化して伝送するディ ジ タル信号伝送方法にお いて、 上記差分値あるいは和分値を適応型処理して得られるディ
    OMPI
    Vv irO ジタルデータの複数ヮー ドを 1 ブロ ック とし、 この 1 ブロ ッ ク内 に、 少なく とも上記適応型処理の情報ヮ― ドと、 上記サンプリ ン グ値を示すデイ ジタ ルデータのヮー ドとを配して伝送することを 特徵とするディジタル信号伝送方法。
    4. 時間軸上で隣接した複数個のサンプリ ング値の差分値あるいは 和分値をディ ジタ ル化して伝送するディジタ ル信号伝送装置にお いて、 上記差分値あるいは和分値を適応型処理して得られるディ ジタルデー タの複数ヮ ー ドを 1 ブロ ックとし、 この 1 ブロ ック内 に、 少なく とも上記適応型処理の情報ワー ドと、 上記サンプリ ン グ値を示すデイジタ ルデータのヮー ドとを配して伝送することを 特徵とするディジタ ル信号伝送装置。
    5. 入力信号のサンプリ ング値に基づくデータをディ ジタル化して 伝送するディジタル信号伝送方法において、 上記入力信号の周波 数スぺク トルの形態を検出する手段と、 上記ディ ジタル化の際の ノイズの周波数スぺク ト ルを変化させる手段とを備え、 上記検出 手段からの検出出力に応じて上記ノィ ズスぺク ト ル変化手段を制 御し、 入力信号の周波数スぺク 卜 ルに対応したノイ ズスぺク ト ル とすることを特徴とするデイ ジタル信号伝送方法。
    6. 入力信号のサ ンプリ ング値に基づくデー タをディ ジタ ル化して 伝送するディ ジ タル信号伝送装置において、 上記入力信号の周波 数スペク ト ルの形態を検出する手段と、 上記ディ ジ タル化の際の ノ イ ズの周波数スぺク ト ルを変化させる手段とを備え、 上記検出 手段からの検出出力に応じて上記ノィズスぺク ト ル変化手段を制 御し、 入力信号の周波数スぺク ト ルに対応したノイ ズスぺク ト ル とすることを特徵とするディ ジタル信号伝送装置。
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    法律状态:
    1984-12-06| AK| Designated states|Designated state(s): AU US |
    1984-12-06| AL| Designated countries for regional patents|Designated state(s): AT DE FR GB NL |
    1985-01-31| CFP| Corrected version of a pamphlet front page|
    1985-01-31| WWE| Wipo information: entry into national phase|Ref document number: 1984902081 Country of ref document: EP |
    1985-06-26| WWP| Wipo information: published in national office|Ref document number: 1984902081 Country of ref document: EP |
    1991-01-23| WWG| Wipo information: grant in national office|Ref document number: 1984902081 Country of ref document: EP |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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